常見的電子管功放是由 功率放大，電壓放大和電源供給三部分組成。電壓放大和功率放大組成了放大通道，電源供給部分為放大通道工作提供多種量值的電能。
一般而言，電子管功放的工作器件由 有源器件（電子管，晶體管）、電阻、電容、電感、變壓器等主要器件組成，其中電阻，電容，電感，變壓器統稱無源器件。以各有源器件為核心并結合無源器件組成了各單元級，各單元級為基礎組成了整個放大器。功放的設計主要就是根據整機要求，圍繞各單元級的設計和結合。

這里的初學者指有一定的電路理論基礎，最好有一定的實做基礎
且對電子管工作原理有一定了解的

（1）整機及各單元級估算

1，由于功放常根據其輸出功率來分類。因此先根據實際需求確定自己所需要設計功放的輸出功率。對于95db的音箱，一般需要8W輸出功率；90db的音箱需要20W左右輸出功率；84db音箱需要60W左右輸出功率，80db音箱需要120W左右輸出功率。當然實際可以根據個人需求調整。

2，根據功率確定功放輸出級電路程式。
對于10W以下功率的功放，通常可以選擇單管單端輸出級；10－20W可以選擇單管單端功放，也可以選擇推挽形式；而通常20W以上的功放多使用推挽，甚至并聯推挽，如果選擇單管單端或者并聯單端，通常代價過高，也沒有必要。

3，根據音源和輸出功率確定整機電壓增益。
一般現代音源最大輸出電壓為2Vrms，而平均電壓卻只有0.5Vrms左右。由輸出功率確定輸出電壓有效值：Uout＝√￣（P·R），其中P為輸出功率，R為額定負載阻抗。例如某8W輸出功率的功放，額定負載8歐姆，則其Uout＝8V，輸入電壓Uin記0.5V，則整機所需增益A＝Uout/Uin＝16倍

4，根據功率和輸出級電路程式確定電壓放大級所需增益及程式。（OTL功放不在討論之列）
目前常用功率三極管有2A3，300B，811，211，845，805
常用功率束射四極管與五極管有6P1，6P14，6P6P，6P3P（807），EL34，FU50，KT88，EL156，813
束射四極管和五極管為了取得較小的失真和較低的內阻，往往也接成三極管接法或者超線性接法應用。下面提到的“三極管“也包括這些多極管的三極管接法。
通常工作于左特性曲線區域的三極管做單管單端甲類功放時，屏極效率在20%－25%，這里的屏極效率是指輸出音頻電功率與供給屏極直流電功率的比值。
工作于右特性曲線區域的三極管，多極管超線性接法 做單管單端甲類功放時，屏極效率在25%－30%。
而標準接法的多極管 做單管單端甲類功放時，屏極效率可以達到35%左右

關于電子管特性曲線的知識可以參照

三極管及多極管的推挽功放由于牽涉到工作點，電路程式，負載阻抗，推動情況等多種因素左右，所以一般由手冊給出，供選擇。

在決定輸出級用管和電路程式之后，根據輸出級功率管滿功率輸出時所需推動電壓Up（峰峰值）和輸入音源信號電壓U'in（這里的U'in需要折算成峰峰值）確定電壓放大級增益。Au＝Up/U'in。例如2A3單管單端所需推動電壓峰峰值為90V，輸入信號峰峰值為1.4V，則所需增益Au＝90/1.4=64倍，若為開環放大，則取1.1倍余量，實際所需開環放大量Au'＝70倍。對于多極管或者推挽功放，常施加整機環路負反饋，這時取2倍余量Au'=128倍，整機反饋量也可以控制在6db以內。
如所需增益小于50倍，可以采用三極管或者五極管做單級電壓放大。如所需增益大于50倍，可以采用三極管的多級電壓放大或者五極管做單級電壓放大，這些將在下面的電壓放大級設計里提到。

2，電壓放大級設計概要
電子管電壓放大級通常由單管共陰放大器組成，其基本電路如下圖所示：

放大電路分為無信號輸入時的靜態工作情況和有信號輸入后的動態工作情況。對放大電路工作情況分析有兩種方法：圖解分析法和等效電路分析法。作為簡易設計，這里主要介紹圖解分析法。對于電子管工作原理及特性曲線尚不了解的，

一、靜態工作情況分析
分析靜態工作情況，主要分析其屏極電壓Ua，屏極電流Ia和柵極偏壓Ug。下面采用圖解分析法進行分析。簡易分析參照鏈接如下：/

二、動態工作情況分析
靜態工作情況選擇是為了動態工作具備良好的條件。電壓放大級工作于小信號，只要電路設計得當，非線性失真度較小，基本可以忽略不計。所以，對電壓放大級動態情況分析主要有電壓放大倍數，頻率失真程度及輸入、輸出阻抗等。
（一）電壓放大倍數簡易分析
根據圖一所示，其交流等效負載R'L=Ra·RL/(Ra+RL)

其放大倍數（中頻段）A=────────
1＋ra/RL+ra/Ra

式中，u為電子管放大系數，ra為電子管內阻。
對于五極管，由于其內阻遠大于R'L，所以其放大倍數可由下式計算：
A＝gm·R'L
式中，gm為五極管跨導

（二）幅頻響應簡易定性分析
在其他參數一定的情況下，低頻響應主要受到輸出耦合電容C和陰極旁路電容Ck的影響
輸出耦合電容越大，陰極旁路電容越大，低頻截至頻率越低
高頻響應主要受到信號源內阻，電子管極間電容（主要是Cga，屏柵間電容，由它產生密勒電容效應，粗略估算為u倍的Cga），本級輸出阻抗和下一級輸入對地電容的影響。
信號源內阻減小，電子管極間電容減小，本級輸出阻抗減小以及下一級輸入對地電容的減小都可以有效的提高高頻上限截至頻率。

（三）輸入、輸出阻抗簡易分析
在一般情況下，輸入阻抗主要由輸入柵漏電阻Rg決定。高頻段由于輸入電容開始顯現作用，逐漸成容性。
輸出阻抗：在忽略分布電容的影響下，輸出阻抗為電子管工作實際內阻和R'L的并聯值
因此盡量選擇較小內阻的電子管以降低輸出阻抗，避免分布電容對高頻段的影響。

做放大倍數簡易分析：

設6N1 u＝35，ra＝10k，圖中RL＝150K，Ra＝75K
則放大倍數A＝35/(1+10/150+10/75)=29倍

另外需要注意的地方是
1、電壓放大級的最大輸出電壓能力要大于下一級需要的最大輸入電壓
2、實際電子管手冊中往往給出電壓放大管做共陰放大的各種工作條件和特性
給出的參數主要有 電壓放大倍數A，最大輸出電壓Eo
例如6SN7電子管手冊中，所給出的條件如圖所示：

可以方便的查閱，以供設計便利

電子五極管和電子三極管做RC耦合單級共陰放大的選擇問題：
當輸出信號幅值遠小于可能輸出最大電壓幅值時，則選用五極管電路失真較小
當輸出信號幅值較大時，則選用三極管電路失真較小
但五極管電路增益較高，輸出幅值較高u三極管來得大
由于五極管電路輸出阻抗較大，不適于后級輸入電容較大的電路，因此五極管更適宜做為小信號輸入級，或者驅動輸入電容較小的束射四極管、五極管標準接法電路。

電壓放大級信號相位的判斷：
對于電子管電壓放大器，共有三種電路放大程式，共陰放大器、共柵放大器、陰極輸出器
他們的特點一一對應晶體管電路中的共發射極電路、共基極電路、射極輸出器（共集電極電路）。
在常見的電子管共陰放大器中，如果把柵極看作對地短路，沒有信號輸入，此時在陰極施加信號，則形成了共柵放大。
共陰放大中，柵極輸入信號和屏極輸出信號反相，此時陰極和柵極信號同相
共柵放大中，陰極輸入信號和屏極輸出信號同相
用（＋）表示同相，（－）表示反相，則同時標注在圖中如下：

圖中黑色標號表示柵極做輸入端，紅色表示陰極做輸入端
采用這種相位標注法可以為日后判斷反饋相位提供一定的基礎

倒相級簡易介紹
倒相級也屬于電壓放大器的一種，它的分析計算方法原理同普通電壓放大單元，
它負責產生一對幅值相等，相位相反的信號以提供推挽輸出級使用。
常見的倒相電路如圖所示：

相位已經標注在圖上分析。這種倒相主要是從上管的輸出信號Usc1中取出一部分信號Usr2供給下管進行放大，得到一對倒相信號Usc1和Usc2。

此種倒相形式較為簡單，其原理是利用了電子管柵極輸入信號時，屏極和陰極輸出信號相反來達到目的的。

長尾倒相級是差分放大器的變形。相位已經標注在圖上。
信號由V1管柵極輸入，同時通過屏極和陰極輸出一對相位相反的信號
V1管陰極輸出陰極信號耦合到V2管陰極輸入，V2管柵極交流信號對地通過電容C短路，是共柵放大器。由V2管屏極輸出和V2管陰極相位相同的信號，可見是和V1陰極信號同相的，和V1屏極反相的，從而獲得了一對倒相信號。由于電子管屏陰放大倍數不同，陰極耦合程度越高倒相對稱度越好，因此可以增加陰極電位，即通過Rk2來抬高電位，增加耦合度，Rk1，Rg1，Rg2保證兩管的正常靜態工作點。較大的陰極電阻Rk2就是通常稱作的”長尾巴“，在差分電路里常用恒流源替代，因為恒流源等效交流內阻趨向無窮大。Rg1和Rg2是和普通共陰放大器電路中Rg一樣的柵漏電阻。

由于長尾電路V1管柵極需要高電位來確保”長尾巴“，所以常和前一級電路進行直耦，變形為我們熟悉的長尾電路，如圖所示，其電路原理是相同的

由于長尾倒相的尾巴不可能無限長，故對稱性始終受到限制，上管的放大倍數略大于下管
一般設計時，使下管的屏極電阻值為上管的1.1倍，以平衡輸出電壓幅值。而差分放大則沒有這個缺點。

3，功率放大級設計概要
功率放大級設置在放大通道的末級，工作于大信號狀態，屏極接的是輸出變壓器、負載是具有電抗性質的揚聲器，所以是非線性失真、頻率失真的主要產生級。功率放大級著重考慮的問題是失真盡可能的小，在滿足這點的情況下，輸出信號功率盡可能的大，轉換效率盡可能的高。

功率放大管主要有如下的重要定額和特性：
1，最大屏極耗散功率，最大屏極電流，最大屏極脈沖電流
多極管和工作于有柵流電路的功率管還有這些特性：最大簾柵極耗散功率，最大柵極耗散功率，最大柵極電流。

2，輸出功率。所能輸出功率的大小，主要決定于功率管的型號和功放級采用的電路程式。不同型號的功率管采用不同的電路程式。功率管柵極的推動信號電壓或功率強度也有不同的要求，

3，非線性失真。功放級工作于大信號狀態，所以正常情況下整機的非線性失真主要主要產生于功率放大級。功放級的非線性失真程度除了與電路設計有關外，功放管本身產生的非線性失真常達5%左右，有的甚至達到10%左右。

靜態情況分析：
功率放大級基本工作電路結構如圖所示：

圖中所示的是束射四極管，屏極直流回路是變壓器初級繞組，繞組的直流電阻很小，所以屏極電壓Ua近似等于供電電壓Ea
分析功率放大級的靜態工作情況，主要分析他的屏極功耗Pa，屏流Ia，靜態屏壓Ua，靜態柵偏壓Ug。其分析方法主要和電壓放大級類似，但是直流負載線是過Ua的一條垂直于橫坐標的直線。

動態情況分析和其他的簡易分析參見如下鏈接：

功率放大級的放大類型與工作狀態分析：
電壓放大級和單管單端放大級為了減小非線性失真，靜態工作點Q應該選擇在負載直線的中央部分。如圖所示：

圖也表明了不同的負載線造成的不同工作情況帶來的失真

然而，為了提高效率，只要配合一定的電路程式，靜態工作點也可以工作于更低的偏置
為此，功率放大級分為A類（甲類）、B類（乙類），AB類（甲乙類）
仔細分，還可以分為A1類，A2類，B1類，B2類，AB1類，AB2類
這里的1類表示始終功率管工作于沒有柵流的驅動狀態，2類表示允許出現柵流

常見A類，AB1類的簡易定性分析：
A類放大，在信號整個周期內屏極回路均有屏流，它屏流變化非常小，非線性失真小，屏極效率低，屏極回路直流分量大。
AB1類放大，靜態工作點稍靠近屏流的截至點，整個信號周期內會有屏流截至狀態出現，造成較大的非線性失真，但是屏極效率較高。為了解決非線性失真的問題，在電路程式上采用推挽放大，由兩管輪流工作，彌補了屏流截至部分造成的失真，但是需要一對幅值相等，相位相反的推動信號來驅動。

AB1類推挽放大的設計通常可以查詢所用功率電子管手冊來完成，或者掌握原理，利用特性曲線求解。

例如EL34電子管手冊上給出了多組AB1類推挽工作狀態，如下圖所示的是其中一組：

4，電源供給部分概要

從負載特性可以看出，在大電流變化場合，電感輸入式（Γ型濾波）濾波是最佳選擇
但是對于電感參數選擇有具體要求，其主要目的是保證電感的續流，故負載電流過小不適宜應用。

表中還可以看出，對于半波整流電路，電容輸入式濾波，在接近空載的輕負載，小電流特性下，輸出電壓近似接近全波整流。
另外，橋式整流也是全波整流，輸出特性是一致的，不應該特殊化

電子管整流由于和晶體管整流原理相同，不多做解釋

5，整機設計及負反饋介紹

負反饋放大器介紹：
取放大器輸出信號反饋到輸入電路中，稱為負反饋放大器，亦稱閉環放大器。反饋信號強度與輸出信號電壓成正比的，稱電壓負反饋；反饋信號強度與輸出信號電流成正比的，稱電流負反饋。
負反饋除減小電路的放大倍數以外，也能在一定程度上改善放大器的性能。主要是：拓展了頻率帶寬，減小了失真，降低了噪聲。

從反饋信號和輸入信號的引入方式上，又可以將負反饋分為并聯負反饋和串連負反饋兩類。顧名思義，串連負反饋即反饋信號和輸入信號呈串連關系。
綜合起來，反饋可以細分成：電壓串連負反饋，電流串連負反饋，電壓并聯負反饋，電流并聯負反饋。他們除了具有負反饋的共同特點以外，還不同程度的影響了輸入輸出阻抗。
其中，電壓反饋降低了輸出阻抗，電流反饋增加了輸出阻抗；并聯反饋降低了輸入阻抗，串連反饋增加了輸入阻抗。例如，電壓并聯負反饋既降低了輸入阻抗，又降低了輸出阻抗；而電流串連負反饋則同時增加了輸出，輸入阻抗。

設反饋信號和輸出信號的比值為β，稱為反饋系數。對于電壓反饋，反饋信號為Uf，輸出信號為Uout，則反饋系數 β＝Uf/Uout
設系統開環放大倍數為Ko，則加入負反饋后的閉環放大倍數Kf可由以下簡略公式計算得出：

Kf=Ko/(1+βKo)

若開環增益Ko足夠大，且反饋深度較深的情況下，即 βKo 》1時（通常當βKo>10時可以認為βKo》1），公式可以簡化為Kf＝1/β，即與開環放大倍數無關，這就是在晶體管運算放大器電路中常見的閉環情況。

典型的單級電壓并聯負反饋如圖所示：

這里只作簡易分析：放大系數 Kf=Ko/(1+βKo)=Ko/(1+Ko·RF/Rs)，
Rs為圖中信號源內阻，由于柵漏電阻Rg往往遠大于Rs，故此處忽略不計。

輸入阻抗 Rif＝Rg||[Rf/(1+Ko)]
而此時的電子管等效內阻 raf＝ra/(1+uβ)，等效放大系數 u=u/(1+uβ)
這表明，u值很高的束射四極管和五極管，當β值較大的情況下，其等效內阻可以接近甚至小于三極管的內阻值。

典型的單級電流串連負反饋如圖所示：

uR'L
放大倍數 Kf＝────────
ra+R'L+(1+u)Rk
其輸入阻抗Rif和原輸入阻抗Ri的關系為 Rif＝(1+βKo)Ri，是增大的
而此時電子管的等效內阻 raf＝ra+(1+u)Rk，可見電流串連負反饋將開環時的管內阻增大了 (1+u)Rk 倍。

特殊的電壓串連負反饋電路：陰極輸出器，簡易分析見下鏈接

串連電壓負反饋和并聯電流負反饋多用于多級反饋電路，可以利用上述方法分析。
多種負反饋組合使用稱為混合負反饋電路。

簡易實例分析：

電路由三部分組成：共陰電壓放大單元（V1，Ra，Rk組成），陰極輸出單元（V2及其周邊元件組成），負反饋網絡（Rf和Rs組成），另有120K電阻和33uF電容組成了電源退耦部分。

共陰放大單元簡易計算：
查表得12AX7特性如下，ra＝50K，u＝100
電路采用直耦，由于陰極輸出器輸入阻抗甚高，忽略不計，故交流等效阻抗R‘L＝Ra＝220K
可以看出，電壓放大級是典型的電流串連負反饋電路，套用上述分析公式，得

本級放大倍數 K1＝100×220K/[50K+220K+(1+100)×2K]＝46.6倍
陰極輸出器放大倍數小于且約等于1，設陰極輸出器放大倍數 K2＝0.9

則，整機開環放大倍數 Ko＝K1·K2＝46.6×0.9＝42倍
由于反饋信號由電阻Rf與信號源內阻Rs分壓獲得（電子管V1輸入阻抗甚大，忽略不計），故反饋系數

β＝Uf/Uo＝Rf/Rs＝100K/1M=0.1

整機環路負反饋屬于典型的電壓并聯負反饋，故閉環放大倍數套用上述公式，得

Kf＝Ko/(1+βKo)＝42/(1+0.1×42)＝8倍

實際實驗結果證明，采用此線路程式，選用12AX7管，實測閉環放大倍數為7.9倍
選用放大系數u=70的6N9P管，實測閉環放大倍數為7.8倍
可以認為計算結果合理，也可以看出，負反饋穩定了電路參數。

附，反饋深度對數計算方法：
反饋深度 Ku＝20lg(Kf/Ko)
如果反饋后，放大倍數Kf＝0.5Ko
則反饋深度 Ku＝20lg0.5＝－6db，即反饋降低了6db電壓增益

需要特別指出的是，深度負反饋電路在降低諧波失真的同時，卻可能引入新的互調，瞬態互調失真，因此需要謹慎應用。

簡易單管單端功放電路設計實例：
設計一輸出功率為8W的功率放大器。要求諧波失真小于5%。

1、選用功率放大管。目前常用的功率放大管中，查手冊可知EL34五極管做單端A1類放大，其輸出功率可達11W，但實際電路中往往存在各類損耗和誤差，但輸出8W功率還是不成問題，所以選擇EL34做輸出管比較合適。同時由于功率輸出級失真較大，需要引入負反饋。

2、確定電路程式。輸出級已經確定采用A1類單端放大，為了穩定起見，采用陰極自給偏置提供柵極所需要的偏置電壓。查手冊可知EL34滿功率輸出需要推動電壓8.2Vrms，設輸入音頻信號為0.5Vrms，則電壓放大級需要16.4倍放大量。由此可見采用三極管做一級共陰放大即可滿足要求。由于滿功率輸出時EL34功率管失真達10%，需要施加一定量的負反饋，故設定電壓放大級電壓增益Au＝32倍。滿功率輸出8W在8歐姆負載上電壓有效值Uo＝8Vrms，輸入電壓0.5Vrms，整機閉環增益Kf＝16倍。

3、功率級電路具體結構依照手冊中EL34功放管A1類放大應用值數據和要求安排。如圖所示：

4、根據圖示數據和要求，做出功率放大級單元電路，如圖所示：

實際取Rk＝200歐姆
由于流過Rk的電流包括簾柵極電流和屏極電流，Ik＝83+13＝96mA
保守計算設Ik＝100mA，則Rk實際承受功率P＝Ik·Ik·Rk＝0.1A×0.1A×200Ω＝2W
為了長時間工作保證穩定，選取標稱功率5W的電阻

陰極旁路電容耐壓為了安全起見，選取兩倍于陰極電阻兩端的電壓值。陰極電阻兩端電壓值Uk＝Rk·Ik＝96mA×200Ω＝19.2V，取系列耐壓值50V的電解電容
陰極旁路電容的容量依據功放工作最低截至頻率而定，
設最低截至頻率fL＝20Hz，則Ck不應小于如下公式計算值：
Ck≥3/2π·fL·Rk＝3/(2×3.14×20×200)＝0.00012F＝120uF
這里取Ck＝330uF
功率輸出級電壓增益：Au1＝1（計算略）

5、電壓放大級計算。已經設定電壓放大級增益Au≥32倍，通常選擇電壓放大管u＝2·Au＝64，查手冊12AT7放大系數u＝70，符合要求。故選擇12AT7做電壓放大管。
常用負反饋引入方法如圖所示：

為電壓串連負反饋，反饋回路由Rf和Rk2組成，反饋系數 β=Rk2/Rf
同時注意到為了引入整機的電壓串連負反饋，Rk2同時引入了電壓放大級本級的電流串連負反饋，在計算電壓放大級時要一并考慮。
電壓放大級電路結構如圖所示：

查手冊得12AT7參數，內阻ra＝10K，放大系數u＝70
設定供電電壓為Ea＝250V，通常屏極電阻Ra為內阻得2－10倍，這里選取Ra＝24K
功率放大級計算時已確定EL34柵漏電阻Rg＝240K，10倍于Ra，可以忽略不計
故電壓放大級交流負載電阻R‘L＝Ra＝24K
利用手冊上12AT7特性曲線圖做靜態分析（具體方法參見電壓放大級分析，此處略），
得出12AT7靜態工作點，柵偏壓Ug＝－1V，屏壓Ua＝124V，屏流Ia＝5mA
作圖中得出最大輸出峰峰值電壓Upp已遠大于EL34滿功率驅動電壓峰峰值，故無需驗證。
電壓放大級增益計算，Au2＝35倍，滿足預先要求得32倍

整機開環增益，Ko＝Au1·Au2＝1×35＝35倍
整機需要閉環增益根據前述，已經計算得Kf＝16倍，反饋系數 β＝1/Kf－1/Ko≈0.03
反饋電阻Rf＝Rk1/β＝200/0.03＝6.6K，選取Rf＝6.2K

耦合電容C應該滿足系統低頻下限
C≥3/2π·fL·Rg＝1/(2×3.14×20×240K)＝0.1uF，取0.22uF，耐壓應大于本級直流供給電壓，采用400V耐壓系列。

電源部分設計各類資料介紹較多，不做詳細計算。

整機電路如圖所示：

各項驗算工作從略。

推挽放大電路也有由各單元級組成，其工作原理是相同的，作為簡易設計也比較容易，不再舉例。

關于輸出變壓器的選擇：輸出變壓器是為了電路服務的，只有針對某一電路設計的輸出變壓器，而沒有什么輸出變壓器可以同時套用幾個電路，即使它的初級阻抗一致。
在其他參數一定的情況下，輸出變壓器的分布電容基本和漏感成反比，是一對矛盾。
而不同的電路，不同的功率管所需的輸出變壓器初級電感量必然是不同的

常見的誤區是：不結合電路和所用功率管，只討論輸出變壓器是不合理的。

在相同的低頻參數指標下，低內阻的300B只需要10－20H初級電感量就可以滿足要求，而此時的6P3P卻需要幾十H的電感量，所以兩者的分布參數也必然不同。
對于低內阻管而言，所需初級電感量小，影響高頻的主要因素是漏感
對于高內阻管而言，所需初級電感量大，影響高頻的主要因素是分布電容。
這點在設計輸出變壓器的時候必須考慮，所以脫離電路談輸出變壓器基本是沒有意義的。